摘要: 從減小噪聲源的思路出發, 根據擴頻理論, 提出了一種應用在開關電源控制芯片中的減小EM I的電路
實現方法. 采用三角波調制的方法調制振蕩器的頻率, 通過采用調頻PWM開關技術, 使原本集中在開關頻率
及其高次諧波的尖峰上的能量展開到更寬的頻帶上, 從而減小了EM I噪聲. 通過對振蕩器輸出脈沖波形的頻
譜分析, 驗證了所提出的振蕩器結構可以實現減小EM I噪聲源的作用.
關鍵詞: 開關電源; 控制芯片; EM I; 擴頻
中圖分類號: TP273 文獻標識碼: A
A method of c ircu it implemen ta tion s on reduc ing EM I in the con trol
ch ip of the switch ing power supply
QU Ai - wen
(College of Physics and Information Engineering, Fuzhou University, Fuzhou, Fujian 350108, China)
Abstract: According to supp ressing noise source, this paper p roposes a method of circuit imp lementa2
tions on reducing EM I in the control chip of the switching power supp ly based on the sp read - spectrum
theory. Thismethod adop ts triangularmodulating signal to modulate the oscillator frequency. Because
of the switching frequency of the switching power supp ly with PWM ( Pulse - width modulation) con2
trolling decided by the oscillator frequency, modulating the oscillator frequency is the same asmodula2
ting the switching frequency. So using this technology, the peak energy focusing on the switching fre2
quency and its higher harmonic is expanded, and the EM I noise is reduced. According to analysis on
spectrum of the oscillator′s output pulse wave, it verifies the oscillator structure this paper p roposed
can realize reducing EM I noise source.
Keywords: switching power supp ly; control chip; EM I; sp read - spectrum
開關電源是目前電子設備中應用廣泛的一種電源裝置, 具有功耗低、效率高、體積小等顯著優
點, 主要應用在計算機、電子設備、儀器儀表、通信設備和家用電器等系統中, 其性能的優劣直接關系到
整個系統的安全性和可靠性. 開關電源中的功率開關是通過控制芯片內的振蕩器和其它相關電路來改變
開關的開關脈沖寬度或開關頻率, 從而調節輸出功率、輸出電流和輸出電壓來滿足開關電源的應用. 在開
關電源中, 可以通過提高開關頻率來減小外圍器件尺寸, 但是開關電源在快速開關過程中存在大的dI /dt
和dV /dt, 其開關噪聲能量集中在開關頻率及其諧波頻率上, 使其難以達到EM I( Electromagnetic Interfer2
ence)指標要求. 然而現代開關電源不僅要提供所需的電氣性能, 而且要符合國際EMC ( Electromagnetic
Compatibility)規范, 因此必須減小其EM I噪聲. 減少電磁干擾(EM I)可從噪聲源及噪聲傳播途徑兩方面考
慮. 減小EM I一般可通過在開關電源的輸入端加EM I濾波電路. 但是開關電源產生的EM I越大, EM I濾
波器中的器件尺寸就越大, 導致電源的成本就越大, 而且只是應用EM I濾波電路不能抑制EM I輻射噪
聲[ 1 ] . 因此減小噪聲源被認為是抑制EM I的方法. 噪聲源的減小一般有兩種方法: 一種是增大驅
動功率開關管脈沖的上升沿和下降沿的時間也即軟啟動, 從而減小開關電源在快速開關過程中的dI /dt和
dV / dt[ 1 ] ; 另一種是根據通信工程中擴頻理論的調頻PWM開關技術, 使原本集中在開關頻率及其高次諧
收稿日期: 2009 - 07 - 31
通訊作者: 屈艾文(1980 - ) , 助教, E - mail: awqu@fzu. edn. cn
第1期屈艾文: 開關電源控制芯片中減小EM I的一種電路實現方法
波的尖峰上的能量展開到更寬的頻帶上, 不僅更易通過EMC規范, 而且實現了電源系統的低成本化[ 2 ] .
從減小噪聲源的思路出發, 根據擴頻理論的調頻PWM開關技術, 本文提出了一種應用在開關電源控制芯
片中作為振蕩器充電電流的近似三角波調制電流電路, 同時給出了應用此電路組成的振蕩器結構框圖.
由于采用PWM控制的開關電源的開關頻率由振蕩器的頻率來決定, 調節振蕩器的充電電流, 就是調節振
蕩器的頻率也就是調節開關電源的頻率, 通過采用這種調頻PWM開關技術, 使原本集中在開關頻率及其
高次諧波的尖峰上的能量展開到更寬的頻帶上, 從而減小了EM I噪聲.
本文首先給出頻率調制擴展頻譜的原理, 以正弦波頻率調制為例, 闡述了正弦載波采用正弦波調制
后, 其頻譜與頻率調制系數β的關系, 得出了β值越大, 頻譜分布越均勻. 在這個理論的基礎上, 分析了
采用周期頻率調制的開關電源的開關波形, 得出了隨著開關諧波階數的增加采用周期頻率調制可得到很
好的擴頻效果. 而從限度地降低被調信號及其各次諧波的幅值來看三角波調制優于正弦波調制[ 3 - 5 ] ,
因此采用了三角波的調制方式.
1 頻率調制擴展頻譜的原理
1. 1 正弦波頻率調制的頻譜
考慮由一個幅值不變、正弦基帶信號調制的正弦載波信號:
x ( t) = A sin (2πfc t + △fc sin 2πfm t) (1)
式中: fc 為未調制載波頻率; fm 為調制頻率; △fc 為峰值頻率偏移.
那么, 頻率調制( FM)系數定義為:
β = △fc / fm (2)
通常β僅僅定義為單邊調制的情況, 其頻譜可用貝塞爾函數計算J n (β) . 不同β值時, 正弦調頻載波的幅
值頻譜如圖1所示. 由圖1可見, β值越大, 邊帶頻率離諧波頻率越遠, 頻譜分布越均勻, 也就是說, 減少
了載波頻率附近頻譜的幅值, 而相鄰邊帶諧波的頻率差保持為fm . 卡森規則表明: 信號的總功率不受頻率
調制的影響, 調制信號總功率的98% 包含在帶寬BT 內.
BT = 2 (β + 1) fm (3)
這意味著邊帶諧波頻率的變化范圍為( fc - BT /2) ～ ( fc +B T /2) . 當β >> 1時, BT = 2△fc.
圖1 β不同時頻率調制正弦波的頻譜
Fig. 1 Spectrum of frequency - modulated sinewave
with differentβ
圖2 采用正弦波調制方式的正弦波信號頻譜
Fig. 2 Spectrum of a frequencymodulated sinusoidal
signalwith sinusoidal variation in time
1. 2 頻率調制PWM 脈沖序列的頻譜
開關變換器的波形包含著無數的開關諧波, PWM脈沖的周期頻率調制把每一個開關諧波的頻譜重新
分布到開關諧波的邊帶諧波上, 且每兩個相鄰邊帶諧波的頻率差為調制頻率fm . 卡森規則仍可用來計算
第n次開關諧波的帶寬:
βn
T = 2 (βn + 1) fm = 2 ( nβ + 1) fm (4)
式中: βn = nβ為第n次開關諧波的調制系數. 當β >> 1時, βnT = nβT.
由式(4)可得出, 隨著開關諧波階次的增加, 頻譜展開的效果隨著增加, 最后在較高次開關諧波上,
福州大學學報(自然科學版) 第38卷
相鄰開關諧波的邊帶諧波互相重疊. 也就是說, 隨著開關諧波階數的增加, 頻譜展開更加均勻, 達到了較
好的擴頻效果[ 2 ] .
1. 3 頻率調制技術的比較
采用頻率調制技術減小開關電源的EM I噪聲的方法有很多, 的是正弦波調制和三角波調制.
圖2給出了沒有調制的正弦波載波信號的頻譜和采用正弦波調制方式后的正弦波載波信號頻譜圖[ 3 ] . 圖
3 ( a) 、( b)給出了正弦波調制信號和調制后的正弦載波信號的頻譜圖, 圖3 ( c) 、( d) 給出了三角波調制
信號和調制后的正弦載波信號的頻譜圖. 從圖中看出, 正弦波調制信號不能使被調信號獲得諧波
幅值衰減. 因為被調信號的頻譜能量集中在相應于調制信號中具有最小時間導數的點的頻率上, 被調信
號的頻譜在相應于正弦波導數為零的點的頻率上出現了峰值; 而在相應于正弦波的零穿越的點的頻率上,
幅值的減小, 因為在零穿越點上正弦波的時間導數; 而在三角波調制信號中, 雖然三角波在零
穿越的點的時間導數小于正弦波在零穿越的點的時間導數, 在調制后頻譜中心處的幅值會比正弦波調制
的略大, 但三角波調制信號從最小值到值, 時間導數保持不變, 被調信號的能量比較平均地分布到邊
帶諧波上[ 3 - 5 ] . 可見從限度地降低被調信號及其各次諧波的幅值來看, 三角波調制優于正弦波調制.
因此本研究采用三角波的調制方式.
圖3 調制信號波形及被其調制的正弦載波信號頻譜
Fig. 3 Modulating signal and the spectrum of the modulated sinusoidal carrier
2 電路設計
圖4 低頻調制電流電路
Fig. 4 Circuit of low frequencymodulating current
在開關電源控制芯片里調制開關頻率的電
路設計中, 具有頻率抖動特性的振蕩器設計是
關鍵. 而在頻率抖動振蕩器的設計中, 產生周
期性的調制電流電路關鍵. 文獻[ 1 ]、[ 6 ]
中調制電流的產生都是先通過電流源對電容的
充放電產生低頻率的鋸齒波電壓, 再把鋸齒波
電壓轉換成調制電流Iscan的方式來實現. 圖4
為本文提出的產生三角波調制電流的電路實現
方法. 該電路是利用負反饋網絡, 通過周期性
地改變負反饋網絡中的一個電阻的阻值來產生
低頻率變化的調制電流Iscan , 并與固定電流相
疊加產生振蕩器充放電的電流Iosc. 文獻[ 1 ]、
[ 6 ]的調制電流產生電路中除了電流源、電流
鏡、數字邏輯外, 還包括兩個比較器和電壓轉電流電路, 比本文提出的結構所占面積要大. 其次, 為了產
生低頻率變化的鋸齒電壓, 由C
Δu
Δt
= I可知, 對于Δu的量級為V, Δt的量級為s, 如果I的量級為μA, 得
出C的量級為μF, 在芯片中要實現此量級電容的成本是非常高的, 所以就要求兩個電流源的電流I要足
夠小, 以使電容C盡量小, 而足夠小的電流的生成電路也會增加芯片面積, 增大芯片成本.
圖4中的調制電流電路的輸入參考電流Iref是由芯片內其他模塊產生的幾乎不隨溫度和工藝變化的精
第1期屈艾文: 開關電源控制芯片中減小EM I的一種電路實現方法
準電流. 輸出電流Iosc是振蕩器充放電的電流. NMOS晶體管221、NMOS晶體管222、NMOS晶體管223、
電阻224、補償電容260以及可變電阻網絡250組成負反饋控制環路, 用以產生周期性變化的調制小電流
Iscan. NMOS晶體管240是為了保證NMOS晶體管203工作在飽和區.
負反饋控制環路的工作原理: 電流鏡PMOS晶體管212和PMOS晶體管213是類型和寬長比都一致的
兩個管子, 以保證流過NMOS晶體管221和NMOS晶體管222 的電流相同. 同時NMOS晶體管221 和
NMOS晶體管222的寬長比和類型也相同. 假設可變電阻網絡250的等效電阻阻值相對于電阻224的阻值
有一個減小的變化量, 由于瞬間流過兩個電阻的電流相等, 導致In2端的電壓相對In1端的電壓變小, 由于
NMOS晶體管222的電流不變, 導致晶體管222的柵端電壓變小, 由于流過電阻224和晶體管221的電流
不變, 晶體管221源端的電壓不變, 導致了晶體管221漏端的電壓變大, 即晶體管223的柵端電壓增大,
從而引起晶體管223源端電壓的變大, 即可變電阻網絡In2端電壓的變大, 使In2端的電壓與In1端的電壓相
等, 達到穩態. 此時由于可變電阻網絡的等效電阻小于電阻224的阻值, 使流過可變電阻網絡的電流大于
電阻224的電流. 由于電阻224的電流與晶體管221和晶體管222的電流相等, 得出可變電阻網絡的電流
Ir 大于晶體管222的電流Im , 則多余的電流Iscan ( Iscan = Ir - Im )就通過晶體管223流出, 從而得到振蕩器充
放電電流Iosc , 其表達式為:
Iosc = K1 · ( K2 ·Iref + Iscan ) (5)
其中: K2 為電流鏡NMOS管203的寬長比與NMOS管201的寬長比之間的比值; K1 為電流鏡PMOS管
232的寬長比與PMOS管231的寬長比之間的比值; Iref為參考電流.
由以上分析可知, 通過周期性地改變可變電阻網絡的等效阻值, 可生成周期性變化的電流Iscan , 就會
得到周期性變化的電流Iosc , 用該電流作為振蕩器的充放電電流就會得到頻率周期性變化的脈沖波. 為了
提高反饋控制環路的穩定性, 在晶體管221的漏端與地之間增加了補償電容260.
可變電阻網絡的實現如圖5所示. 可變電阻網絡由控制電阻阻值的邏輯電路和電阻連接電路組成.
邏輯電路有4個輸入端A, B , C, D和8個輸出端Y0 , Y1 , Y2 , Y3 , Y4 , Y5 , Y6 , Y7. 由于本文提出的電路是
開關電源控制芯片里的一部分, 開關電源控制芯片內部有各種保護電路如OVP, OLP等, 而且存在一些用
于控制當檢測到故障后控制芯片重新工作的延時電路, 而A、B、C、D 4個信號就是取自保護電路中用于
控制延時的計數器脈沖信號. 8個輸出端Y0 , Y1 , Y2 , Y3 , Y4 , Y5 , Y6 , Y7 分別控制電阻連接電路的8個開
關S8 , S7 , S6 , S5 , S4 , S3 , S2 , S1. 邏輯信號的控制波形如圖6所示. 通過邏輯電路輸出的控制信號, 周期
性地改變可變電阻網絡的等效電阻值, 通過圖4的負反饋環路的控制得到周期性變化的電流, 用該電流
作為振蕩器的充電電流, 通過振蕩器主體電路(如圖7) , 從而得到頻率周期性變化的振蕩脈沖波形.
圖5 可變電阻網絡
Fig. 5 Variable resistor network
圖6 邏輯電路的控制波形圖
Fig. 6 Controlwave of logic circuit
圖7中振蕩器的工作原理是圖4生成的Iosc電流通過開關信號CRN、CR控制, 交替對電容C1、C2 進
行充電, 當CRN為高電平時, 對C1 充電, C2 此時放電. 當CR為高電平時, 對C2 進行充電, C1 放電. 開
關信號CRN、CR是通過比較器和D觸發器來控制的. CA的初始電位為低電平, D觸發器初始狀態是通
過R信號, 把CRN置為低電平, CR置為高電平. 正常工作后, Iosc對C2 進行充電, Vramp電壓升高, 當Vramp
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電壓上升到Vref電壓時, 比較器翻轉, CRN變為高電平, CR變為低電平, 開始對C1 充電, C2 放電. 如此
反復就能得到圖8的波形圖. 當需要占空比為80%的脈沖波形時, C1 ∶C2 = 4∶1.
圖7 振蕩器的結構框圖
Fig. 7 Frame of oscillator
圖8 振蕩器的波形圖
Fig. 8 Wave of oscillator
3 仿真結果
設計采用1um40 V工藝, 使用Candence spectre軟件進行仿真. 圖9給出了ss_5V corner 25度下的振
蕩器振蕩脈沖PLS信號的周期頻率圖. 從圖中可以看出, 振蕩器的未調制載波頻率為65. 2 kHz, 調制頻率
為32 Hz, 峰值頻率偏移2 kHz, β= 62. 5, 達到±3%的頻率抖動①. 同時可以看出本文給出的調制波是近
鋸齒波, 此波含有高頻分量, 但此高頻分量不會影響系統的性能. 因為這個調制波不是直接加到輸出端,
而是起擴展PWM輸出控制脈沖頻譜的作用, 使信號功率被分在許多邊頻上, 從而減小離散頻率上的信號
功率, 達到了減小EM I的作用.
此外, 由圖6中的Y0 ～Y1 的脈沖波形和圖9中的振蕩器的周期頻率圖可以看出, 通過改變Y0 ～Y1 脈
沖波形的排序, 就可生成任意波形的振蕩器的周期頻譜圖, 如果想使振蕩器頻率圖形連續性更好, 可以增
加可變電阻網絡中的可控電阻數和控制脈沖數.
圖9 振蕩器的周期頻率圖
Fig. 9 Periodic frequency of oscillator
圖10 SS_5V corner下的頻譜分析圖
Fig. 10 Spectrum on SS_5V corner
圖10給出了圖9的頻譜圖與沒有調制的脈沖波的頻譜圖, 其中nf表示沒有調制、固定頻率(即沒有
加Iscan電流)的脈沖波頻譜圖, f表示圖9的頻譜圖. 可見, 由于曲線f在離散諧波頻率處的頻譜被展開了,
f的尖峰能量比nf的小了很多. 采用PWM控制的開關電源的開關頻率由振蕩器的頻率來決定, 通過采用
這種調頻PWM開關技術, 可使原本集中在開關頻率及其高次諧波的尖峰上的能量展開到更寬的頻帶上,
從而減小了EM I噪聲. 因此所提出的減小EM I的電路結構達到了預期的功效. 當然為了使芯片能夠達到
① On - Bright. Currentmode PWM controller frequency shuffling . OB2269 datasheet.
第1期屈艾文: 開關電源控制芯片中減小EM I的一種電路實現方法
仿真的預期, 必須注意圖4中電阻224和電阻網絡250版圖布局的匹配; PMOS管211、212和213的匹
配; NMOS晶體管221和NMOS晶體管222的匹配.
4 結語
為了達到減小EM I噪聲源的目的, 根據通信工程中擴頻理論的調頻PWM開關技術, 調制開關頻率即
振蕩器頻率, 就可使開關電源芯片在其開關頻率及其高次諧波的尖峰能量減小. 從限度地降低被調
信號及其各次諧波的幅值來看, 在調制開關頻率中三角波調制優于正弦波調制. 基于以上理論, 提出了一
種利用負反饋網絡實現的三角波調制方式的振蕩器電路, 通過仿真驗證了此振蕩器電路輸出脈沖波形的
基頻和各高次諧波的頻帶被擴展, 達到了設計的預期目的. 由于設計充分利用了開關電源控制芯片其他
模塊產生的邏輯信號, 省去了比較器、小電流或大電容的設計, 在減小芯片面積和節約成本上存在優勢.
而且通過變換邏輯信號的順序可以得到任意波的調制, 設計靈活性比較大.
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