開關電源的設計至今仍十分依賴實驗室的工作，采取先搭板試驗，再逐步調整的辦法。隨著產品復雜程度越來越高，使處理問題的難度也越來越大。辦法是，設計人員對線路的工作要有一個預判，在搭板的過程中把其中的電磁兼容問題考慮在印刷線路板的布局和布線當中，相信對加快開關電源的開發過程會起到一個事半功倍的效果。
通常印刷線路板（泛指所有電子設備的印刷線路板）自身的電磁兼容問題與線路板里的電磁干擾源、干擾耦合路徑及受干擾的敏感部件有關系。
但是對開關電源這樣設備的電磁兼容問題，就不止是一個自身的電磁兼容問題，還有向外的騷擾發射問題，當然還有一個外界的電磁騷擾對開關電源的干擾問題。這里著重討論開關電源向外的騷擾發射問題，特別是輻射騷擾發射的問題。
我們知道，當傳輸線或印刷線路板里有射頻電流通過時，該電流從電流發生電路流出，到達負載后，還要通過返回路徑回到電流發生器，形成電流的閉合回路。電流在流過閉合回路時就會產生磁場。按照電磁場理論，伴隨磁場產生的同時，又會產生一個輻射的電場。通過電場和磁場的交互作用就形成了射頻輻射能量的產生與傳播。這就是印刷線板引起輻射干擾的主要原因。
這樣看來，消除印刷線路板中磁場的發生是消除電磁干擾源的主要手段，其中印刷線路板的布局和布線便成為印刷線路板設計的首要任務。在高頻開關電源的設計時這個問題尤其突出，因為開關電源是功率電路，高頻與大電流是開關電源產生電磁干擾的主要問題。
1 開關電源的輻射騷擾發生
圖2 是介紹在《開關電源的傳導騷擾抑制問題》時用于說明電源中電磁騷擾產生與耦合途徑的示意圖。
在開關電源工作時，初級逆變回路中的開關管Q處在高頻通斷狀態，經由高頻變壓器T初級線圈、開關管Q和輸入濾波電容C8形成了一個高頻電流環路。這個環路的存在，就可能對空間形成電磁輻射。
開關電源在工作時，次級整流回路的D5也處于高頻通斷狀態。由高頻變壓器次級線圈、整流二極管D5和濾波電容C9構成了高頻開關電流的環路。由于有這個環路的存在，同樣也有可能對空間形成電磁輻射。
另外，初級回路中變壓器漏感的存在會加劇初級開關管電壓波形的變化，進而影響開關電源經由開關管散熱器向外傳遞的共模電流的高頻成份，加劇輻射的共模發射。
而次級整流回路整流二極管在截止瞬間非常劇烈的電流變化，會在次級整流回路（因變壓器漏感和二極管結電容存在的回路）中產生高頻衰減振蕩，加劇了對外的差模輻射。
2 由“環天線”引起的電磁輻射
開關電源工作時，由于有初級逆變回路和次級整流回路兩個電流發生瞬變的環路存在，這樣，變化的電流必然會伴生一個變化的磁場。而變化的磁場又要產生一個電場。這種電場和磁場變化將會交替地產生，由近及遠、互相垂直、以光速在空間內傳播能量的形式，形成了開關電源電磁輻射的發射。
圖3是由初級逆變回路和次級整流回路中的差模電流所產生的輻射矢量示意圖。
其磁場強度H可近似用以下方程計算：
Hθ(θ)=（－πI/r）（A/λ2）sinθ
電場強度E可近似用以下方程計算：
Eφ(θ)=131.6×10－16（f 2AI）（1/r）sinθ
式中：Hθ是磁場強度，單位A/m
Eφ是電場強度，單位V/m；
I是環中的電流，單位A；
A是環路的面積，單位m2；
r是計算點與環中心的距離，單位m；
f是頻率，單位Hz；
λ是頻率所對應的波長；
θ計算點與環中心垂直軸的夾角。
以上各式適用于自由空間的小型天線，且天線周圍沒有任何反射物體。
在電場強度E的計算公式中，項是自由空間的傳輸特性；第二項是輻射源的特性；第三項是輻射源向遠處傳輸時的電場衰減特性；項是以輻射環平面中心垂直軸為參考，與測量天線方向的夾角。
由于大多數電子設備的輻射測量都不是在自由空間里進行，而是在地面開闊場上進行測量，地面的反射會使輻射發射的測量值增大，可達1倍。
考慮了地面反射的影響，則電場強度的發射表達式可改寫為：
Eφ(θ)=263×10－16（f 2AI）（1/r）
此式可用于估算差模發射的水平。
利用此式還可以知道，若想減小環路天線的向外輻射，應該從減小電流、減小環路面積和降低工作頻率入手。
3 通過減小環路面積來減小開關電源的輻射噪聲
在上述對輻射有影響的三個參數中，I 和f 涉及基本電路的設計，不能輕易改變。所以能有效抑制輻射，而且能為設計人員自如掌控的也只有減小環路面積A這一參數了。對照圖2，盡可能地減小環路面積是減小輻射噪聲的重要途徑，為此，要求開關電源的印刷線路板的布局和布線中，元器件的排列彼此要緊密，布線中的電流線和它的回線要彼此靠近。在初級回路中，要求輸入電容器、晶體管和變壓器應該被此靠近。在次級回路中，要求二極管與變壓器和輸出電容被此貼近。圖4是一個初級回路布線的示意。
在印刷板布局上，減小回路面積的方法：一種簡單的方法是在載流導線旁邊上布一條地線，這條地線應盡量靠近載流導線。這樣就形成了較小的回路面積，這有利于減小差模輻射和對外界干擾的敏感度。
如果是雙層線路板，可以在線路板的另一面，緊靠近載流導線的下面，沿著載流導線布一條地線，地線盡量寬些。這樣形成的回路面積等于線路板的厚度乘以載流導線的長度。而平行緊靠的正負載流導體所產生的外部磁場是趨于相互抵消的。
另一種有效的布局方案是將正負載流導體布在同一面上，彼此靠近，而印刷板的反面僅作為“地”（或另一恒定電位面），使“地”板感應的鏡象電流與相對的磁場趨于抵消。
一個更好的辦法是采用多層印刷線路板，這時接地層直接布在電源層的上面，由于層間距離達到最的程度，對輻射的抑制可以有效果，當然這也是以成本為代價的。
圖5是采用SG6840控制器的開關電源例子。
圖6 是用SG6840控制器做成的開關電源實物。
圖7則是印刷線路板的布局和布線。
4 通過采用緩沖吸收來降低開關頻率中的高次諧波成分
開關電源初級和次級的環路電流I 及工作頻率f 涉及基本電路的設計，一經設計定型，不能輕易改變。
然而開關電源的工作頻率f 僅僅是基波頻率，從目前的設計水平來看，通常是50kHz至200kHz，或更高一點，即使這樣，就電磁騷擾發射角度來看，實際上處在一個很低的頻段之內，尚不可能形成高頻的電磁輻射。標準規定的射頻輻射的測量頻段為30MHz以上，能夠達到這一頻率范圍的只可能是開關頻率的諧波分量。
圖8是用來說明開關電源開關波形中諧波分量的輻射發射能量分析圖。
圖中可以看出，諧波分量的大小與開關的梯形波上升沿時間tr有關，tr越小，諧波分量的能量越大。上升沿時間tr決定頻譜的拐點，為了減小輻射發射，最重要的是要盡量降低開關頻率或增大梯形波的上升沿時間tr 。就開關電源來說，著重處理初級逆變電路和次級高頻整流濾波電路的波形。
1 對初級高頻高壓逆變回路的處理
對于開關晶體管因驅動高頻變壓器原邊所感應出來的高壓尖峰和輻射騷擾應當采用緩沖和箝位的方法予以克服。圖9是幾種可能的方案。
應該說緩沖和箝位有著截然不同的使用目的，使用不妥將對開關電源中的半導體器件的可靠性產生有害影響。
緩沖吸收電路（主要由電阻、電容和二極管電路組成）被用來減少尖峰電壓的幅度和減少電壓波形的變化率，這對于半導體器件使用的安全性是有好處的。與此同時，緩沖吸收電路還降低了射頻輻射的頻譜成分，有益于降低射頻輻射的能量。與TVS管的箝位方案相比，緩沖吸收電路具有較低的成本和較高的開關電源效率，但要求精心設計、精心調試。
⑴ 部分緩沖電路（圖9右側緩沖電路）的分析
① 電容緩沖吸收電路
這是比RC和RCD緩沖電路更加簡單、更加基本的緩沖電路，直接將電容跨接在開關晶體管漏源之間。導通時，電容通過開關晶體管放電到零；當開關管截止時，電源經由開關變壓器初級向電容器充電，電容兩端的電壓“緩慢”上升，抑制了開關管上的電壓變化和尖峰電壓的形成。只是開關管導通時電容要被短路，電容直接經過開關管放電到零，會在開關管中產生很大的尖峰電流，使開關晶體管的導通損耗大大增加。電容越大，對開關管上的尖峰電壓的抑制作用越好，但是在開關管導通時的電流尖峰和導通損耗也越大。所以實際使用時，對電容緩沖電路的限制較多，電容的值只能用得較小，使用效果一般。
② RC阻容緩沖吸收電路
為了克服電容緩沖吸收電路的缺點，可采用RC阻容緩沖吸收電路來代替單個電容。由于電阻R的參入，使得在開關晶體管斷開時的緩沖作用比電容為差。但在開關管導通瞬間由于R的存在，限制了開關管導通時的電流峰值。R值不同，對緩中吸收的效果也不同。R越大，緩沖吸收越差。實用中R的阻值都取得比較小。這種緩沖吸收電路在雙極晶體管和MOSFET的過電壓保護中用得非常廣泛。
③ RCD緩沖吸收電路
RCD緩沖吸收電路與RC阻容緩沖吸收電路的不同在于在電阻R的兩端并聯了一個二極管。這一改進使得開關晶體管在截止瞬間電源經由二極管向電容C充電，由于二極管順向導通的壓降很小，所以對開關晶體管關斷時的過電壓緩沖吸收效果與單個電容相當。而當開關晶體管導通時，二極管的單向導電作用使得入電容的放電只能經過串聯電阻R進行，其作用與RC阻容緩沖吸收電路相當。在RCD緩沖吸收電路設計時，要保證當開關晶體管斷開時，電容C要充電到電源電壓值；而當開關管導通時電容上的電荷要經過電阻R放光。因此，在每一個開關周期中，電容上儲存的能量要全部消耗在電阻R上，故這種緩沖吸收電路要消耗的能量比較大，但效果比前兩種緩沖吸收電路要好。由于這種電路的能量損耗正比于開關電源的開關頻率，對于在頻率很高的開關電源上較少采用。
⑵ 箝位電路的分析
箝位電路（圖8中采用的是半導體瞬變電壓吸收二極管與高速、高反壓二極管的串聯電路來擔任）僅被用來減少尖峰電壓的幅度，而對于dv/dt的瞬變沒有任何改善作用。因此，箝位電路對于減少因瞬變造成的輻射騷擾幾乎無用。箝位電路主要用來防止半導體器件和電容器有被擊穿的危險。實用中，綜合箝位電路的保護作用和開關電源的效率要求，TVS管的擊穿電壓一般選擇在初級繞組感應電壓的1.5倍左右為適宜。
另外，與RC或RCD緩沖電路相比，TVS管箝位電路使用的元件數量最少，所占印刷電路板的面積也比較小。
無論是緩沖吸收或者是箝位電路，在安裝布局時要靠近主開關管和高頻變壓器，并且要縮短包括器件引線在內的所有配線。
緩沖和箝位電路對于開關波形的作用見圖10所示。
2 對次級整流回路的處理
對于次級回路中作整流的高速二極管的反向恢復現象，在晶體管截止瞬間出現電流的陡變，因其有著很高的di/dt值，而產生的輻射能量。
為了控制這種輻射：
①可以在變壓器輸出引線到整流二極管的饋線中使用磁珠。
②在高速二極管的兩端跨接低損耗陶瓷電容（或聚酯薄膜電容器）與電阻串聯而成的緩沖電路。其中電容的典型值為330pF～4700pF，或更大（如10000pF）；電阻為0Ω～27Ω。電阻所消耗的功率PR可作如下估算：
PR ＝CS(VS ) 2f
式中：
CS是并聯電容，F；
VS是次級電壓，V；
f 是開關電源工作的頻率，Hz。
上式表明，緩沖電路的電容越大，將來在電阻上的功率損耗也越大，開關電源的效率會變得低些。通常開關電源整流二極管上緩沖電路的參數是采用實物試探法來選擇的，應當在開關電源的設計階段就加以確定。此外，為了取得盡量好的緩沖吸收效果，緩沖電路要盡量靠近整流二極管來安裝。
③使用軟恢復二極管（在直流輸出電壓比較低的場合，還可采用肖特基二極管。一方面由于反向恢復時間短，可以不用緩沖電路；另一方面由于順向壓降低，使得開關電源在輸出電壓比較低的情況下，也能取得比較高的效率）。
5 開關電源印刷線路板的設計
前面講述了開關電源的輻射騷擾的抑制，著重于從印刷線路板的布局和緩沖吸收電路的采用等幾個方面來進行敘述。但是就印刷線路板的設計來看，這還是不夠的，至少還應當包含地線的噪聲、印刷線路的長度、印刷線路之間的耦合等有關問題。所以在結束《開關電源的輻射騷擾抑制問題》這一話題前還想講一講開關電源印刷線路板設計方面的事情。
通常開關電源的印刷電路板是開關電源設計的個環節，但是設計不當，就有可能會輻射出過多的電磁騷擾。應該指出，要對開關電源所有的線路都實現布線是不可能的，所以要抓住重點。從電磁騷擾發射的角度考慮，最重要的信號是高電流和電壓變化率（di/dt和dv/dt）信號。對開關電源來說是初級的開關調整回路和次級的整流輸出回路。這兩個回路都包含高幅值的梯形電流，其中的諧波成分很高，其頻率遠高于開關的基頻。因此這兩個回路最容易產生電磁干擾，必須在電源中先于其它印制線布線之前布好這兩個回路。這兩個回路都包含三種主要的元件，分別是濾波電容、開關晶體管或整流二極管、以及電感或變壓器。這些器件應彼此相鄰地進行放置，開關晶體管和整流二極管的位置應該使它們之間的電流路徑盡可能短。設計流程如下：
① 放置變壓器
② 設計電源的初級開關電流回路
③ 設計電源的次級整流輸出回路
另外，從敏感度的角度出發，針對開關電源來說反饋控制則是最重要的敏感線路（這里包括與這部分電路相關的地線處理，參看本講座的圖7）。
一旦把這些重要信號分離出來，在開關電源的印刷電路板設計時就可以把重點放到這些線路的設計上，其他問題也就容易解決了。
在對開關電源印刷電路布局時要掌握以下原則：
① 首先是印刷電路板的尺寸。尺寸不能過大，否則印刷線條太長，使阻抗增加，而抗干擾的能力下降，成本也增加。尺寸過小則散熱不好，且鄰近線條間易受干擾。電路板的形狀是矩形，長寬比為3︰2或4︰3。并從印刷電路板的兩端引進線和出線（一端是進線，另一端是出線。進線和出線不能靠得太近）。
② 由于線路的長度反映出印制線響應的波長，長度越長，印制線能發送和接收電磁波的頻率就越低，也就能輻射或接受出更多的射頻能量。另外，從減少環路電阻和減小公共路徑的相互干擾出發，根據通過電流的大小，盡量加大印刷線布線的寬度。
因此在布局和布線時要以功能電路核心元件為中心，圍繞它來進行布局。元器件應均勻、整齊、緊湊地排列在印刷電路板上。盡量減少和縮短各元器件之間的引線和連接，緩沖電路要盡量靠近被保護的器件，盡可能地減小關鍵環路的面積，以抑制開關電源的輻射騷擾。
③ 開關電源的印刷電路布局時，要按照電路的流程安排各個功能電路單元的位置，使布局便于信號流通，并使信號盡可能保持一致的方向。還要考慮元器件之間的分布參數。一般應盡可能使元器件平行排列。這樣，不但美觀，而且裝焊容易，便于批量生產。
